1. 概述
本文档给出正旗通信电源电路设计的一般要求，用于指导工程师的日常工作，爱好者与同行也可参考，文中可能有不足之处，欢迎一起探讨。电源设计第一原则：稳定可靠。电源电路按功能模块可划分为瞬态抑制电路、直流电源滤波器、过压（欠压）保护电路、主电源及其他电源。
下图是我司典型产品的电源设计框图。
2. 地的分割
我司的产品形态多为嵌入式板卡、无线网卡、射频功放，为了保证接地良好，板卡的螺丝孔或者射频功放的外壳即为地，这也符合大多数客户的认知。此外，在实际的整机产品中，射频连接器的地与整机外壳必然直接相连（塑料外壳除外），有的客户甚至会直接将电池的负极与整机外壳相连，因此在我司的产品设计中，普遍将地与螺丝孔相连接，不区分地与外壳地，且电源负极就是地。
当板卡含有音频电路时，需要区分模拟地与数字地，并将数字地与螺丝孔相连作为地，模拟地与数字地通过磁珠相连。
地的分割如下图所示。
3. 电源滤波器与瞬态抑制
电源输入处应具备双向TVS，以便吸收电源的瞬间尖峰，空间允许的情况下，建议使用SMC封装的TVS，如果空间受限，可使用SMA封装的TVS。
电源输入处应具备分立式直流电源滤波器（DC Filter），当然也可以充当EMI抑制电路。我司产品普遍采用电容+磁珠+电容的方式，电容的容量分别为220pF，2200pF，0.022uF，0.22uF，耐压200V以上，如果空间受限，则可适当降低电容的耐压值。不同容量的电容用于滤除不同频率的杂波，具体的频点可以查看电容规格书的谐振频率。磁珠阻抗及电流值可根据实际需要进行调整。电源滤波器的性能可以通过网络分析仪进行测试。
如前所述，我司产品不区分地与外壳地，且部分客户直接使用螺丝孔作为电源负极（地）。如下图所示，L10为电源输入处的共模电感，L10 3、4脚的线圈会被直接调过或短路，L10不起作用，因此在我司产品设计中，电源输入处不使用共模电感作为直流电源滤波器的组件。
电源输入处的直流电源滤波器及瞬态抑制电路设计示例如下图所示，按照习惯，我们将未滤波的电源网络命名为VIN_UNFILT，滤波后的电源网络命名为VIN_FILT。
在我司早期的一款射频功放产品设计中，未使用直流电源滤波器，引起了接收机底噪的大幅抬升，经过测试观察，发现射频功放的电源线上存在大量辐射，这些辐射通过天线耦合至接收电路，引起了底噪的抬升，增加直流电源滤波器后，辐射大大降低，接收机底噪也恢复至正常水平。
4. 防插反设计
电源必须具备防插反设计，我司常采用如下三种方案：
方案1：PMOS
方案2：保险丝+瞬态抑制二极管
方案3：专用芯片
对比如下
| 方案 | 承受电流 | 占用空间 | 成本 |
| 方案1 | 小 | 小 | 低 |
| 方案2 | 大 | 大 | 低 |
| 方案3 | 大 | 小 | 高 |
方案1的优势在于占用空间小且成本低，缺点是无法通过较大的电流，在我司产品中，整机电流3A以下的情况下推荐使用。必须注意，PMOS导通电阻偏大，如果流经PMOS的电流过大，功率耗散超过其限定值，则容易引起PMOS烧毁的情况。因此，在选择PMOS时需考虑整板电流最大的情况下，也不会烧毁PMOS。同时，还需注意PMOS的工作电压，需确保在最高额定输入电压的情况下，PMOS不会损坏。
我司常采用的方案1防插反设计如下图所示。
Q1的基本参数是Vds=-60V，Id=-26A，尺寸仅为3*3mm，D13用于将Vgs限制在-10V，保证不超过Q1的Vgs承受范围（-20V）， C210起到缓冲作用，R134，R135是限流电阻，C219，C220是滤波器电容。
方案2 的优势在于可通过很大的电流且成本较低，电流过大时保险丝会熔断，缺点是尺寸过大，在空间充足的产品中推荐使用，如射频功放。
我司采用的一种方案2防插反设计如下图所示。
F1是额定限流25A的保险丝，D17是大功率瞬态抑制二极管，可承受高达700A的正向峰值导通电流，如果用户将电源接反，F1将迅速熔断，保证内部关键器件不损坏。
方案3的优势在于可通过很大的电流且尺寸较小，但是成本较高，这种方案可在空间受限的产品设计中使用，如ZPA1550-6，。
我司采用的一种方案3防插反设计如下图所示。
U100同时具备防插反、过压与欠压保护功能，具体工作原理可查看其规格书。Q24是一种双NMOS，由于NMOS的导通电阻很小，Q24可通过高达56A的电流。
其实还有一种在地返回路径上使用NMOS作为防插反的设计，但是在我司产品中，地、电源负极、设备外壳是同一个网络，无法使用这种方式。
5. 过压保护设计
电源必须具备过压保护设计，或者靠近电源入口处的DCDC可以承受足够高的输入电压。
如果产品主电源采用DCDC Buck且需要支持较宽的工作电压范围，如嵌入式板卡，则推荐使用高压型DCDC Buck芯片，如TPS54360，其最高输入电压可达60V，可想而知，用户在实际的产品使用过程中，不太可能找到高于60V的直流电源，因此TPS54360几乎不可能损坏，相当于具备了过压保护功能。需要注意的是，产品中各模块往往需要多种电压，如果空间允许，当然可以使用多路高压型DCDC Buck芯片来实现，只是会占用较多的空间，此时建议采用低压DCDC Buck连接在高压型DCDC Buck之后，这样即可保证产品具备较高的额定输入电压，又可以具备较小的尺寸，缺点是效率较低。
如果产品主电源采用DCDC Boost，或者产品空间受限无法支持较宽的工作电压，则推荐使用专用芯片进行过压保护，如LTC4365。使用分立器件也可实现过压保护，只是占用空间过大，不建议使用。
射频功放类产品，如DPA-HG-10，由于末级射频功率管一般需要28V电压，为了保证功放产品的稳定性，我们一般采用DCDC Boost为末级功率管提供稳定可靠的28V电源，产品的额定工作电压一般设计为12-27V。如果输入电压过大，则可能导致DCDC Boost芯片的损坏；由于射频功放的功耗较大，峰值功耗可达100W，要求的输入电流随着输入电压的降低而增大，用户的电源可能无法满足要求。因此对于射频功放类产品，同时需要过压及欠压保护功能，LTC4365或者类似芯片恰好可以满足这种需求。
空间严格受限的产品，如NHP-B，无法使用高压DCDC芯片，只能使用低压型小尺寸DCDC Buck芯片，如TPS62135，其最大输入电压仅为17V，因此推荐使用LTC4365进行过压保护设计。
6. DCDC Buck设计
在我司产品设计中，普遍需要多种工作电压，我司常采用如下2种设计方案：
方案1：1路宽压型DCDC Buck+多路低压型DCDC Buck
方案2：多路宽压型DCDC Buck
方案1与方案2的框图如下所示。如前所述，靠近电源入口处的电源必须是高压型DCDC Buck，或者使用过压保护芯片，其他电源要么靠近电源入口，要么连接在高压型DCDC之后。
由于高压型DCDC Buck芯片的成本较高、占用空间较大，因此两种方案的优劣势显而易见，对比如下：
| 方案 | 效率 | 占用空间 | 成本 |
| 方案1 | 低 | 小 | 低 |
| 方案1 | 高 | 大 | 高 |
DCDC使能电路应根据实际情况进行设计，比如电压下限、缓启动、时序设计。
DCDC工作频率、补偿电路、电感量及电容容量往往是联动的，推荐使用电源芯片手册上给出的计算方法得到相应的值，也可以使用芯片厂家提供的便捷设计工具，如TI的WEBENCH。在笔者的工作经历中，有一次补偿电路参数错误引起DCDC纹波过大并最终导致射频功放EVM严重恶化的情况，因此要特别注意补偿电路的参数选取。
如果使用的是非同步DCDC，需要注意续流二极管的选型，要保证其工作电压及持续导通电流符合设计需求。
每一路DCDC电路在Layout时都需要考虑电流路径，要尽量小。当多路DCDC集中放置在一个区域时，应尽量将DCDC的电感间距增大，可参考SDR-B1。
DCDC摆放应远离射频电路、模拟电路，如果空间受限，则考虑将DCDC电源做屏蔽，也可参考SDR-B1。
应该充分考虑DCDC的关键发热器件的散热，如果是内置MOS的DCDC芯片，则需在DCDC芯片下方的焊盘上尽量多打过孔，且尽量保证PCBA的另一面无覆盖，便于散热；如果是外置MOS的情况，可适当增大与MOS主要电流路径上的铜皮面积，以便提升散热能力。条件允许的话，可将外壳直接与DCDC发热区相连，可参考SHP。
电容的选择，考虑额定工作电压下的实际电容值，具体可参照电容规格书中给出的不同工作电压下，电容的容量。
电感的选择，推荐选用Coilcraft或者Wurth的一体成型电感，Vishay的电感在实际使用中很容易生锈，影响美观。
7. DCDC Boost设计
在我司产品中，DCDC Boost仅用于大功率射频功放，这类产品的末级功率管需使用28V电压，如前所述，推荐使用专用芯片进行过压/欠压进行防护设计。
由于射频功放需要较大的工作电流，所以内置MOS的DCDC Boost芯片无法满足要求，需要采用外置MOS的方式，我司常用的DCDC Boost芯片是TPS43060。
需考虑MOS的工作电压、最大电流、栅极特性，要保证MOS具备快速打开、关闭的特性。同时建议在DCDC Buck芯片与MOS的栅极之间串接1个2.2-4.7ohm的电阻，实际测试这样会更加稳定，可参考DPA-10。
8. LDO设计
LDO适用于射频电路及音频电路，只在电压差较小的场合，如0.5-2V。除了工作电压与电流外，需要注意LDO的纹波抑制一般在低频段表现很好，在高频段则不行，所以建议采用穿心电容（三端子滤波器）配合LDO使用，可参照SDR-B1，如下图。
9. 对外供电
需具备限流、防倒灌设计。
10. 时序设计
如果主芯片对上电时序有要求，还应考虑上电时序。